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– 根据Zui大峰值电流，确定原边电感量Pinmax＝0.5*Lm*Ipeak2*fs–根据经验，选定磁芯尺寸，计算原边匝数。Np＝（Lm*Ipeak)/(Ae*Bmax)Ae是磁芯截面积；Bmax是设计的Zui大磁通密度。–根据电感量和匝数，设计气隙。–根据原边开关管的额定电压选择合适的匝比。为了获得较好的副边交叉调整率，有时候需要调整变压器原边的匝数。例：副边Vo1：Vo2＝5：3初步计算得到：Ns1＝3，Ns2＝1.8；如果Ns2取2匝，则调整率可能比较差。于是，修改副边匝数，Ns1=5，Ns2＝3。(四）、开关管选择：功率MOSFET开关管电压应力：例：原边选择650V的MOSFET，则原边的开关管的电压应力不应超过600V。于是计算Zui大应力：Vpmax=VDCmax＋（Vo＋Vdrop）*Np/Ns+60V开关管电流应力：计算变压器原边的Zui大电流一般情况下：Vo*Np/Ns<140V；考虑，原边开关管的应力，副边二极管的电压应力，Zui大占空比三者折衷。（五）、副边二极管的选择：–快恢复二极管–计算二极管的耐压VD＝(Vdcmax*Ns/Np+Vo)*1.3（六）、输出滤波电容的选择：根据电流/电压应力，纹波要求，选择电解电容。（七）、RCD吸收电路考虑问题点：1）吸收效果2）损耗尽可能小吸收效果与损耗之间折衷！不仅对FLYback，所有存在R的吸收电路都同样的设计原则。损耗估算方法：1）Psnuber=Vc2/RMOSFET关断时,当Vds超过RCD缓冲电路中的电容两端的电压VSN时,缓冲二极管导通.尖峰电流被RCD电路吸收,从而削减了尖峰电流.缓冲电容一定要足够大,才能保证在一个开关周期内电容两端的电压没有显著变化.吸收电容太大，也会增加缓冲电路的损耗。必须折中。吸收电路消耗的电能可由下式计算得。则取电阻为3W的功率电阻，其阻值和电容值可由软件计算得，如下图四、其他模式flyback设计CCM/DCMFlyback设计在功率较大时，如65W。为了降低低压输入时的导通损耗，使低压输入时进入CCM模式。高压输入时，DCM模式。设计步骤与DCM模式相同，设计公式不同。–计算原边电感值公式不同– 计算匝比公式不同– 计算开关管电压、电流应力不同– 计算二极管电压、电流应力不同–计算输出纹波不同Boundary CMFlyback在母线电压的变动范围内，都是临界模式。（变频）与DCM设计步骤和方法模式一样。BCM/DCM优点：1）原边开关管的开通损耗小。2）副边二极管的反向恢复电流小。3）反向恢复引起的共模噪声小4)二极管的电压应力小，宜选用低压器件。BCM模式的缺点：1）原边开关管的导通损耗大。2）频率变化，差模滤波器需要按照Zui低频率设计。共模滤波器要按照较高频率设计。两个条件使上面的缺点不再重要：1）MOSFET器件的改进，Rdson越来越小。使原边的导通损耗占的总损耗的比重减小。2）BCM使副边的二极管的反向恢复引起的共模减小。五、热设计开关管一般要加散热器，散热器和开关管之间要加绝缘垫片和涂上散热硅胶。在大功率的开关电源设计中，一般还要安装风扇采用强迫风冷。六、布线设计及EMI各元器件的引脚特别是电容的引脚要尽量短，否则电容对高频的吸收效果差；大电流流过的互连线要粗要短；尽量不要形成大的环路，否则干扰太大，影响调试。控制电路的布线与功率电路的布线要分开。控制芯片和变压器都要安装座子，以方便拆卸。布线时充分考虑散热以及方便测试，整洁，各功能模块清楚